1 導(dǎo)讀

本文簡述功率在轉(zhuǎn)換器電路中的轉(zhuǎn)換傳輸過程，針對開關(guān)器件MOSFET在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間，產(chǎn)生電壓和電流尖峰的問題，進(jìn)而產(chǎn)生電磁干擾現(xiàn)象，通過對比傳統(tǒng)平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)，尋找使用超結(jié)MOSFET產(chǎn)生更差電磁干擾的原因，進(jìn)行分析和改善。

隨著開關(guān)電源技術(shù)的不斷發(fā)展，功率MOSFET作為開關(guān)電源的核心電子器件之一，開關(guān)損耗是其主要的損耗之一，本著節(jié)省能源、降低損耗的基本思想，功率MOSFET技術(shù)朝著提高開關(guān)速度、降低導(dǎo)通電阻的方向發(fā)展。COOL MOSFET是一種超結(jié)的新結(jié)構(gòu)功率MOSFET，具有更低的導(dǎo)通電阻，更快的開關(guān)速度，可以實(shí)現(xiàn)更高的功率轉(zhuǎn)換效率。然而，超結(jié)MOSFET超快的開關(guān)性能也帶來了不必要的副作用，比如電壓、電流尖峰較高，電磁干擾較差等。

以下內(nèi)容以一個反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)?如圖1)為例，簡述轉(zhuǎn)換器的功率轉(zhuǎn)換傳輸過程，從平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)差別，討論電壓、電流尖峰，以及電磁干擾的產(chǎn)生機(jī)理，通過外圍電路改善并降低電壓、電流尖峰，從而實(shí)現(xiàn)降低電磁干擾的目的。

2 反激式轉(zhuǎn)換器工作原理

圖1為一個最簡單的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且包含以下寄生元件：如初級漏電感、MOSFET的寄生電容和次級二極管的結(jié)電容。該拓?fù)湓醋砸粋€升降壓轉(zhuǎn)換器，將濾波電感替換為耦合電感，如帶有氣隙的磁芯變壓器，當(dāng)主開關(guān)器件MOSFET導(dǎo)通時，能量以磁通形式存儲在變壓器中，并在MOSFET關(guān)斷時傳輸至輸出。由于變壓器需要在MOSFET導(dǎo)通期間存儲能量，磁芯應(yīng)該開有氣隙,基于這種特殊的功率轉(zhuǎn)換過程，所以反激式轉(zhuǎn)換器可以轉(zhuǎn)換傳輸?shù)墓β视邢?，只是適合中低功率應(yīng)用，如電池充電器、適配器和DVD播放器。

反激式轉(zhuǎn)換器在正常工作情況下，當(dāng)MOSFET關(guān)斷時，初級電流(id)在短時間內(nèi)為 MOSFET的Coss(即Cgd+Cds)充電,當(dāng)Coss兩端的電壓Vds超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin+nVo)時，次級二極管導(dǎo)通，初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級總漏感Lk(即Lkp+n2×Lks)和Coss之間發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻和高壓浪涌，MOSFET上過高的電壓可能導(dǎo)致故障。

反激式轉(zhuǎn)換器可以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)(如圖2)和不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)(如圖3)下，當(dāng)工作在CCM模式時，次級二極管保持導(dǎo)通直至MOSFET柵極導(dǎo)通，而MOSFET導(dǎo)通時，次級二極管的反向恢復(fù)電流被添加至初級電流，因此在導(dǎo)通瞬間初級電流上出現(xiàn)較大的電流浪涌;當(dāng)工作在DCM模式時，由于次級電流在一個開關(guān)周期結(jié)束前干涸，Lp和MOSFET的Coss之間發(fā)生諧振。

圖2 連續(xù)導(dǎo)通模式

圖3 不連續(xù)導(dǎo)通模式

圖4顯示了開關(guān)電源工作在DCM模式，實(shí)測的MOSFET電壓和電流工作波形，除了可以看到MOSFET在開通和關(guān)斷的過程中，均產(chǎn)生比較大的電壓和電流變化，而且可以看到MOSFET在開通和關(guān)斷的瞬間，產(chǎn)生一些震蕩和電流尖峰。

如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D，其中Cgs、Cgd和 Cds分別為開關(guān)管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容，Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級電感、初級電感的漏感、次級電感的漏感和原邊線圈的雜散電容，Cj為輸出二極管的結(jié)電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時，開關(guān)管分別工作在(a)開通瞬間、 (b)開通階段、 (c)關(guān)斷瞬間和(d)關(guān)斷階段時，所對應(yīng)的等效分析電路，Rds為開關(guān)管的漏源極等效電阻。

圖5 反激變換器在DCM模式開關(guān)管工作

在各階段對應(yīng)的等效分析電路

在開關(guān)管開通瞬間，由于電容兩端電壓不能突變，雜散電容Cp兩端電壓開始是上負(fù)下正，產(chǎn)生放電電流，隨著開關(guān)管逐漸開通，電源電壓Vin對雜散電容Cp充電，其兩端電壓為上正下負(fù)，形成流經(jīng)開關(guān)管和Vin的電流尖峰;同時Cds電容對開關(guān)管放電，也形成電流尖峰，但是此尖峰電流不流經(jīng)Vin,只在開關(guān)管內(nèi)部形成回路;另外，如果變換器工作在CCM模式時，由于初級電感Lp兩端電壓縮小，二極管D開始承受反偏電壓關(guān)斷，引起反向恢復(fù)電流，該電流經(jīng)變壓器耦合到原邊側(cè)，也會形成流經(jīng)開關(guān)管和Vin的電流尖峰。

在開關(guān)管開通階段，二極管D截止，電容Cp兩端電壓為Vin，通過初級電感Lp的電流指數(shù)上升，近似線性上升。在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級電流id為Coss充電,當(dāng)Coss兩端的電壓超過Vin與nVo(二極管D開通時變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓)之和時，二極管D在初級電感Lp續(xù)流產(chǎn)生的電壓作用下正偏開通，Lk和Coss發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻震蕩電壓和電流。

在開關(guān)管關(guān)斷階段，二極管D正偏開通，把之前存儲在Lp中的能量釋放到負(fù)載端，此時副邊線圈電壓被箝位等于輸出電壓Vo，經(jīng)匝比為n的變壓器耦合回原邊，使電容Cp電壓被充電至nVo(極性下正上負(fù))，初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當(dāng)Lp續(xù)流放電結(jié)束后，D反偏截止，Lp和Coss、Cp發(fā)生諧振，導(dǎo)致Cp上的電壓降低。

3 功率MOSFET 的等效分析原理圖

MOSFET是電壓控制型器件，功率MOSFET的源、漏電極不在同一平面內(nèi)，也稱為縱向MOSFET(即VMOSFET),其具有很多不同于橫向MOSFET的特點(diǎn)，一般把功率MOSFET看作一個由橫向MOSFET驅(qū)動的縱向JFET器件，圖6顯示了功率MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖，其中Lg、Ld、Ls分別為MOSFET的柵極、漏極、源極的引線電感，Rg為MOSFET內(nèi)部柵極電阻, Cgd、Cgs、Cds為MOSFET寄生電容，D為寄生體二極管。由于寄生器件的存在，使功率MOSFET在反激變換器電路的工作和分析變得復(fù)雜，特別是在變換瞬間，寄生參數(shù)的分析顯得更為重要。

圖6 MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖

超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的區(qū)別

圖7顯示了平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布，從中可以看出平面MOSFET的擊穿電壓取決于漂移區(qū)的摻雜度和厚度，電場分布的傾斜度與漂移區(qū)摻雜度成正比。因此，如需獲得較高的擊穿電壓，就需要較厚且輕摻雜的外延層，但是從MOSFET的導(dǎo)通電阻分布(如圖8)中，可以看出外延層的電阻占主要部分，尤其是高擊穿電壓MOSFET。

圖7 平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布

圖8 MOSFET導(dǎo)通電阻分布

綜上所述，平面高壓MOSFET由于結(jié)構(gòu)的原因，導(dǎo)通電阻較大，導(dǎo)致導(dǎo)通損耗較大，而且開關(guān)速度也受到一定的限制，開關(guān)損耗也比較大，這顯然已經(jīng)不能滿足目前日益要求節(jié)能和提高轉(zhuǎn)換器效率的電子市場需求?；谄矫鍹OSFET的缺點(diǎn)，超結(jié)MOSFET應(yīng)運(yùn)而生，圖9給出了超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布，與平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)不同，超結(jié)MOSFET采用了較深的P型柱結(jié)構(gòu)，平面MOSFET的外延層幾乎被交替的N型和P型半導(dǎo)體薄層替換，平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的等效器件模型如圖10所示。

圖9 超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布

圖10 MOSFET等效器件模型

超結(jié)MOSFET垂直方向上插入P型區(qū)，可以補(bǔ)償過量的電流導(dǎo)通電荷，在漂移層加反向偏置電壓，將產(chǎn)生一個橫向電場，使PN結(jié)耗盡，當(dāng)電壓達(dá)到一定值時，漂移層完全耗盡，將起到電壓支持層的作用，使器件的擊穿電壓僅依賴N-漂移區(qū)的厚度，而與N-區(qū)和P阱區(qū)的摻雜濃度無關(guān)，且這種電荷補(bǔ)償越充分，擊穿電壓越高。由于摻雜濃度的大幅提高，在相同的擊穿電壓下，導(dǎo)通電阻Ron可以大大降低，甚至突破硅限;同樣，在相同的擊穿電壓和相同的導(dǎo)通電阻Ron下，可以使用更小的芯片面積，從而減小柵電荷，提高開關(guān)速度，降低驅(qū)動功率和開關(guān)損耗。

4 反激式轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生電磁干擾的原因和傳播方式

電磁干擾主要是傳導(dǎo)干擾和輻射干擾，傳導(dǎo)干擾是在輸入和輸出線上流過的干擾噪聲，來源于差模電流噪聲和共模電流噪聲;輻射干擾是通過空間輻射的干擾噪聲，來源于電場發(fā)射和磁場發(fā)射，它們之間可以相互轉(zhuǎn)換。

開關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原因較多，其中以功率開關(guān)器件和變壓器為主要噪聲源。開關(guān)器件高頻的開通和關(guān)斷，導(dǎo)致電流和電壓的快速變化，電感及寄生電感的快速電流變化產(chǎn)生磁場，從而產(chǎn)生較高的電壓尖峰uL=L×diL/dt;電容及寄生電容的快速電壓變化產(chǎn)生電場，從而產(chǎn)生較高的電流尖峰iC=C×duC/dt，而其內(nèi)部引線的雜散電感和寄生電容則是噪聲耦合的通道，但是由于這些參數(shù)是器件固有的特性，所以電子設(shè)計(jì)和應(yīng)用工程師無法對它們進(jìn)行優(yōu)化，只能根據(jù)器件手冊選擇匹配的器件。前面已經(jīng)分析了開關(guān)管MOSFET

包含寄生器件的等效分析原理圖，超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)區(qū)別，電磁干擾產(chǎn)生的原因，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)情況選擇使用和優(yōu)化。

變壓器作為另外一個主要噪聲源，而初級次級的漏感、初級的層間電容、次級的層間電容、初級和次級之間的耦合電容則是噪聲的通道。如圖11所示的包含寄生電容的變壓器模型，其中Ca為最外層繞組到磁芯的電容，Ct為輔助繞組到次級繞組的電容，Cs為初級繞組到次級繞組的電容，Cp為初級繞組的層間電容，Cm為最內(nèi)層初級繞組到磁芯的電容;除此之外，變壓器還有磁芯到大地的電容Cme，輸出線到大地的電容Coe，初級或次級的層間電容可以通過減小繞組的層數(shù)來降低，增大變壓器骨架窗口的寬度可以減小繞組的層數(shù)。繞組的分離繞制，如初級繞組采用三明治繞法，可以減小初級的漏感，但由于增大了初級繞組和次級繞組的接觸面積，因而增大了初級繞組和次級繞組的耦合電容。采用銅皮屏蔽(需連接到初級或次級的靜點(diǎn))可以減小初級繞組與次級繞組間的耦合電容，但由于屏蔽層繞在初級繞組與次級繞組之間，使初級繞組和次級繞組的耦合系數(shù)降低，從而又增加了漏感。

差模電流在兩根輸入電源線(L、N)間反方向流動，構(gòu)成電流回路，其中一根是差模電流的源線，則另一根是差模電流的回線，主要由開關(guān)器件的高頻開關(guān)電流產(chǎn)生，圖12給出了開關(guān)管開通瞬間的差模電流流動情況，可以看出IDM=ICp+ nIR?ICin ;圖13給出了開關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流流動情況，可以看出IDM= ICds + Ig? ICp ?ICin。

圖12 開關(guān)管開通瞬間的差模電流

圖13 開關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流

共模電流在輸入線、輸出線與大地間流動，主要由功率器件高頻工作的電壓瞬態(tài)變化產(chǎn)生，圖14給出了共模電流的流動通道情況，主要包括通過Cde、 Cm和Cme、 Ca和Cme 、 Ct和Coe、 Cs和Coe產(chǎn)生共模電流，其中通過Cs和Coe的共模電流占主導(dǎo)作用。

圖14 共模電流產(chǎn)生通道

電場發(fā)射由du/dt產(chǎn)生，空間電容是電場發(fā)射的通道，其中共模電流可以產(chǎn)生相當(dāng)大的電場發(fā)射。圖15給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要電場發(fā)射源位置，其中初級繞組的電壓變化幅值大，對于電場發(fā)射起主導(dǎo)作用。另外，像手機(jī)充電器這類帶長輸出線(1.8m)的產(chǎn)品，長的輸出導(dǎo)線也如同一個天線，可以將共模電流放大，從而形成較大的共模電場發(fā)射。

圖15 反激轉(zhuǎn)換器的主要電場發(fā)射源位置

磁場發(fā)射由高di/dt 的環(huán)路通過環(huán)路寄生電感產(chǎn)生，圖16給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場發(fā)射環(huán)路，磁場發(fā)射方向符合右手定則，其中次級側(cè)的電流變化幅值大，對于磁場發(fā)射起主導(dǎo)作用。另外，變壓器的雜散磁場也是一個磁場發(fā)射源，主要由變壓器的氣隙產(chǎn)生，例如E型磁芯在兩側(cè)開氣隙時雜散磁場大，在中心柱開氣隙時雜散的磁場小。需特別注意，高di/dt環(huán)路的寄生電感隨環(huán)路面積增大而增大，因此PCB的設(shè)計(jì)對于磁場發(fā)射非常關(guān)鍵，次級側(cè)的電流環(huán)面積要盡量小，布線要盡量短粗。

圖16 反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場發(fā)射環(huán)路

5 改善使用超結(jié) MOSFET 的反激變換器的電磁干擾措施

通過對反激變換器的工作原理，電磁干擾的產(chǎn)生原因，MOSFET的等效原理圖，以及平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)對比分析，可以看出使用超結(jié)MOSFET雖然降低了反激變換器的損耗和驅(qū)動功率，但是由于開關(guān)管的開關(guān)速度提高，增大了電壓和電流變化率，使反激變換器的電磁干擾增強(qiáng)。

電磁干擾的危害日益明顯和嚴(yán)重，目前許多國家已經(jīng)把電磁干擾測量作為電子設(shè)備的強(qiáng)制測試項(xiàng)目，針對不同類型產(chǎn)品有不同的干擾限值要求。電源作為電網(wǎng)與用電設(shè)備之間的接口電路，在完成功率傳送和滿足電能變換的同時，不可避免地產(chǎn)生電磁干擾，但是改善和通過標(biāo)準(zhǔn)限值要求，也顯得尤為重要。從反激變換器產(chǎn)生電磁干擾的原理出發(fā)，降低電磁干擾的方法主要為降低電壓和電流的變化率;減小電路中存在的寄生電感和電容;優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)。

一、減小電壓和電流變化率

減小電壓和電流變化率，可以通過改變柵極驅(qū)動電阻、改變變壓器結(jié)構(gòu)或者增加緩沖吸收電路實(shí)現(xiàn)。

(1)改變柵極電阻值可以改變開關(guān)管的開關(guān)速率，改變電壓和電流的變化率，如圖17所示，在開關(guān)管的柵極外加驅(qū)動電阻Rg=Rg1+Rg2,增加Rg,降低開關(guān)管的開通速度，加快開關(guān)管的關(guān)斷速度。為了開關(guān)管的開通和關(guān)斷速度都降低，可以如圖17所示，給Rg2并聯(lián)一個低壓降快速恢復(fù)二級管，如接成D1(實(shí)線)的方向，開關(guān)管開通時柵極驅(qū)動電阻為Rg，關(guān)斷時柵極驅(qū)動電阻為Rg1，開關(guān)管關(guān)斷時的速度相對不并二極管時要慢。

圖17 改變柵極驅(qū)動電阻

(2)在反激變換器的開關(guān)管關(guān)斷瞬間，由于變壓器的初級漏感Lk和開關(guān)管的寄生輸出電容Coss構(gòu)成了一個串聯(lián)諧振電路，會產(chǎn)生非常高的過壓和振鈴，電路的Q值越高，振鈴電壓就越高。這種過高的振鈴電壓可能會造成巨大的電磁干擾，并且由于MOSFET漏電壓的升高，甚至?xí)档烷_關(guān)管的可靠性。

改變變壓器的結(jié)構(gòu)，給變壓器的初級繞組增加一個恢復(fù)繞組NR=Np，使兩個繞組成為雙股，并排纏繞在磁芯或線軸上，形成雙股繞組。如圖18所示，NR一端與初級地相連，與Np同名的一端通過一個二極管D1連接到Vin。這種方法使耦合最大化，并獲得了寄生電容與電感的嚴(yán)格匹配，初級繞組與其它繞組之間的耦合并沒有那么重要。

圖18 增加恢復(fù)繞組NR和二極管D1實(shí)現(xiàn)無源阻尼器

如圖19所示，圖(a)顯示了開關(guān)管關(guān)斷時，初級電流(通道2，紅色波形)為Coss充電后，在MOSFET的漏極(Vds，通道1，藍(lán)色波形)有振鈴。圖(b)中，通道1仍為Vds，Coss的充電使通過D的次級電流(通道2)延遲了約100ns。圖(c)中，恢復(fù)繞組NR直接繞過寄生電容Coss，將積累的泄漏能量導(dǎo)回電源軌，并箝位開關(guān)電壓(通道1)，由于Np=NR，所以將Vds限制在Vin的兩倍，而初級電流的負(fù)浪涌(通道2)事實(shí)上是從恢復(fù)繞組流出的電流。圖(d)中，次級二極管D馬上變?yōu)檎?，泄漏磁通阻止了電流的傳輸，次級電?通道2)達(dá)到一個均衡的峰值，直到漏泄能量被完全恢復(fù)，初級電流降為零。

圖19 增加恢復(fù)繞組NR與無恢復(fù)繞組的開關(guān)電壓與電流對比

(3)緩沖吸收電路改變高頻電壓和電流的變化率，如圖20所示，在變壓器的初級繞組并聯(lián)RCD箝位電路，可以抑止由于變壓器初級漏感在開關(guān)管關(guān)斷過程中產(chǎn)生的電壓尖峰;L1、L2 和L3可以降低高頻電流變化率，但是L1和L2只對特定的頻帶起作用，而L3只對工作于CCM模式才有效; R1C1，R2C2，R3C3，R4C4 和 C5可以降低相應(yīng)的功率器件兩端的高頻電壓變化率。特別注意的是，所有的這些緩沖吸引電路都需要消耗一定功率，產(chǎn)生附加的功率損耗，降低系統(tǒng)的效率;同時也增加元件數(shù)量、PCB尺寸和系統(tǒng)成本，因此必須根據(jù)實(shí)際需要選擇使用。

圖20 增加緩沖吸收電路

二、減小寄生的電感和電容值

從差模電流與共模電流的產(chǎn)生原因和流動方向分析，以下建議幾種減小差模電流和共模電流的方法，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。

(1)差模濾波器可以濾除差模電流，如圖21所示，差模濾波器是由電感和電容組成的二階低通濾波器，由于其電感有雜散電容，對高頻干擾噪聲可以由雜散電容旁路，使濾波器不能起到有效的作用，采用幾個電解電容并聯(lián)可以減小ESL和 ESR，降低開關(guān)電流的高次諧波因?yàn)檩斎腚娊怆娙莸腅SL和ESR形成的差模電流。

圖21 降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器

(2)改變變壓器結(jié)構(gòu)(如圖22)降低開關(guān)管開通和關(guān)斷瞬間的差模電流。

圖22 降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器

(3)在L與N線之間并聯(lián)X電容，可以濾除差模干擾。

(4)MOSFET采用源極連接芯片基體用于散熱，而不采用漏極，且PCB布線時減小漏極區(qū)銅皮面積，目的是減小Cde，降低共模電流。

(5)改變變壓器結(jié)構(gòu)降低共模電流，如圖23所示，調(diào)整輔助繞組和次級繞組的整流二極管放置位置，從而改變電壓變化方向，改變動點(diǎn)位置，且注意靜點(diǎn)盡量靠近，減小總體的共模電流;另外，在內(nèi)層放置銅皮，銅皮的寬度小于或等于初級繞組的寬度，銅皮的中點(diǎn)由導(dǎo)線連接到靜點(diǎn)，同時可以在初級繞組和次級繞組、輔助繞組和次級繞組之間繞制屏蔽繞組(也可是銅皮，方法與內(nèi)層放置銅皮一致)，繞滿一層即可，一端連接到靜點(diǎn)，一端懸空內(nèi)埋，減小總體的共模電流，但是屏蔽層的使用必須滿足效率的要求，因?yàn)槠帘螌拥氖褂脮档统醮渭壍鸟詈舷禂?shù)，降低轉(zhuǎn)換效率。

圖23 降低共模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器

(6)在初次級之間加入 Y電容，如圖24所示, 通過Cs的大部分共模電流被Y 電容旁路，返回到初級的地，因?yàn)閅電容的值遠(yuǎn)大于Coe。Y電容必須直接或盡量用短的直線連接到初級和次級的靜點(diǎn)，一般是開關(guān)管開通時的dV/dt大于關(guān)斷時的dV/dt ，Y電容連接到初級的地，反之連接到Vin。

圖24 Y電容對流過初次級共模電流的作用

三、優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)

PCB設(shè)計(jì)對于電磁干擾的產(chǎn)生非常關(guān)鍵，以下建議幾種降低電磁干擾的PCB設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。

(1)輸入端與輸出端的邊線應(yīng)避免相鄰平行，以免產(chǎn)生反射干擾，必要時應(yīng)加地線隔離。

(2)按照電路的流程安排各個功能電路單元的位置，圖25給出了反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的四個電流環(huán)路，分別是功率開關(guān)管交流電流環(huán)路、輸出整流器交流電流環(huán)路、輸入電源電流環(huán)路和輸出負(fù)載電流環(huán)路，每個環(huán)路要與其他環(huán)路分開，其中輸入環(huán)路與功率開關(guān)環(huán)路必須直接接到輸入電容的兩端;輸出環(huán)路與整流環(huán)路的連接必須直接接到輸出電容的兩端;開關(guān)環(huán)路的濾波電容、功率開關(guān)管和變壓器必須盡可能靠近放置;輸出整流環(huán)路的整流器、電感和濾波電容必須盡可能靠近放置，放置時需確定好器件方向，使其之間的電流通路盡可能短。

圖25 反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的主要電流環(huán)路

(3)兩相鄰層的布線要互相垂直，平行容易產(chǎn)生寄生耦合。

(4)盡量減小高di/dt環(huán)路，并采用寬的布線有利于減小差模干擾。

(5)避免直角走線，直角走線會使傳輸線的線寬發(fā)生變化，造成阻抗不連續(xù)，對信號的影響主要體現(xiàn)在：拐角可以等效為傳輸線上的容性負(fù)載，減緩上升時間;阻抗不連續(xù)會造成信號的反射;直角尖端產(chǎn)生的EMI。

(6)開關(guān)電源內(nèi)部接地的合理性直接影響到電源的電磁干擾甚至影響其穩(wěn)定工作，圖26給出了反激轉(zhuǎn)換器的地線安排情況，其中電源地是電流環(huán)路底下的支路;控制地是連接控制集成電路和與之相關(guān)的無源器件的地?？刂频胤浅Ｃ舾校蚨谄渌慕涣麟娏鳝h(huán)路都布置好后再放置，必須通過一些特定的點(diǎn)與其他地連接，這個連接點(diǎn)是產(chǎn)生控制IC所要檢測的小電壓的所有器件的公共連接點(diǎn)，包括電流型變換器電流檢測電阻的公共接點(diǎn)和輸出端電阻分壓器的下端。除此之外，每條大電流的地線要短而寬，輸入濾波電容的公共端應(yīng)作為其他交流電流地的唯一接點(diǎn)。

圖26 反激轉(zhuǎn)換器的地線安排

(7)在電源的PCB底層鋪銅皮或額外加一塊銅皮或單面板，可以有效的減小電場發(fā)射和共模電流(如圖27)。

圖27 減小電場發(fā)射